São elementos de comutação que permite ou não a passagem de corrente elétrica entre um ou mais pontos do circuito?

Comandos Elétricos Colégio Técnico de Campinas – COTUCA/UNICAMP Prof. Romeu Corradi Júnior WWW.corradi.junior.nom.br Prof. Corradi www.corradi.junior.nom.br

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Diodos de Potência

Um diodo semicondutor é uma estrutura P-N que, dentro de seus limites de tensão e de corrente, permite a passagem de corrente em um único sentido. Detalhes de funcionamento, em geral desprezados para diodos de sinal, podem ser significativos para componentes de maior potência, caracterizados por uma maior área (para permitir maiores correntes) e maior comprimento (a fim de suportar tensões mais elevadas). A figura 3.1 mostra, simplificadamente, a estrutura interna de um diodo.

Figura 3.1 Estrutura básica de um diodo semicondutor

Aplicando-se uma tensão entre as regiões P e N, a diferença de potencial aparecerá na região de transição, uma vez que a resistência desta parte do semicondutor é muito maior que a do restante do componente (devido à concentração de portadores).

Quando se polariza reversamente um diodo, ou seja, se aplica uma tensão negativa no anodo (região P) e positiva no catodo (região N), mais portadores positivos (lacunas) migram para o lado N, e vice-versa, de modo que a largura da região de transição aumenta, elevando a barreira de potencial.

Por difusão ou efeito térmico, uma certa quantidade de portadores minoritários penetra na região de transição. São, então, acelerados pelo campo elétrico, indo até a outra região neutra do dispositivo. Esta corrente reversa independe da tensão reversa aplicada, variando, basicamente, com a temperatura.

Se o campo elétrico na região de transição for muito intenso, os portadores em trânsito obterão grande velocidade e, ao se chocarem com átomos da estrutura, produzirão novos portadores, os quais, também acelerados, produzirão um efeito de avalanche. Dado o aumento na corrente, sem redução significativa na tensão na junção, produz-se um pico de potência que destrói o componente.

Uma polarização direta leva ao estreitamento da região de transição e à redução da barreira de potencial. Quando a tensão aplicada superar o valor natural da barreira, cerca de 0,7V para diodos de Si, os portadores negativos do lado N serão atraídos pelo potencial positivo do anodo e vice-versa, levando o componente à condução.

Na verdade, a estrutura interna de um diodo de potência é um pouco diferente desta apresentada. Existe uma região N intermediária, com baixa dopagem. O papel desta região é permitir ao componente suportar tensões mais elevadas, pois tornará menor o campo elétrico na região de transição (que será mais larga, para manter o equilíbrio de carga).

Esta região de pequena densidade de dopante dará ao diodo uma significativa característica resistiva quando em condução, a qual se torna mais significativa quanto maior for a tensão suportável pelo componente. As camadas que fazem os contatos externos são altamente dopadas, a fim de fazer com que se obtenha um contato com característica ôhmica e não semi-condutor.

O contorno arredondado entre as regiões de anodo e catodo tem como função criar campos elétricos mais suaves (evitando o efeito de pontas).

No estado bloqueado, pode-se analisar a região de transição como um capacitor, cuja carga é aquela presente na própria região de transição.

Na condução não existe tal carga, no entanto, devido à alta dopagem da camada P+, por difusão, existe uma penetração de lacunas na região N-. Além disso, à medida que cresce a corrente, mais lacunas são injetadas na região N-, fazendo com que elétrons venham da região N+ para manter a neutralidade de carga. Desta forma, cria-se uma carga espacial no catodo, a qual terá que ser removida (ou se recombinar) para permitir a passagem para o estado bloqueado do diodo.

O comportamento dinâmico de um diodo de potência é, na verdade, muito diferente do de uma chave ideal, como se pode observar na figura 3.2. Suponha-se que se aplica uma tensão vi ao diodo, alimentando uma carga resistiva (cargas diferentes poderão alterar alguns aspectos da forma de onda).

Durante t1, remove-se a carga acumulada na região de transição. Como ainda não houve significativa injeção de portadores, a resistência da região N- é elevada, produzindo um pico de tensão. Indutâncias parasitas do componente e das conexões também colaboram com a sobre-tensão. Durante t2 tem-se a chegada dos portadores e a redução da tensão para cerca de 1V. Estes tempos são, tipicamente, da ordem de centenas de ns.

No desligamento, a carga espacial presente na região N- deve ser removida antes que se possa reiniciar a formação da barreira de potencial na junção. Enquanto houver portadores transitando, o diodo se mantém em condução. A redução em Von se deve à diminuição da queda ôhmica. Quando a corrente atinge seu pico negativo é que foi retirado o excesso de portadores, iniciando-se, então, o bloqueio do diodo. A taxa de variação da corrente, associada às indutâncias do circuito, provoca uma sobre-tensão negativa.

Diodos rápidos possuem trr da ordem de, no máximo, poucos micro-segundos, enquanto nos diodos normais é de dezenas ou centenas de micro-segundos.

O retorno da corrente a zero, após o bloqueio, devido à sua elevada derivada e ao fato de, neste momento, o diodo já estar desligado, é uma fonte importante de sobretensões produzidas por indutâncias parasitas associadas aos componentes por onde circula tal corrente. A fim de minimizar este fenômeno foram desenvolvidos os diodos "soft-recovery", nos quais esta variação de corrente é suavizada, reduzindo os picos de tensão gerados.

Em aplicações nas quais o diodo comuta sob tensão nula não se observa o fenômeno da recombinação reversa.

Figura 3.2. Estrutura típica de diodo de potência.e

Formas de onda típicas de comutação de diodo de potência.

Tiristor

O nome tiristor engloba uma família de dispositivos semicondutores que operam em regime chaveado, tendo em comum uma estrutura de 4 camadas semicondutoras numa sequência p-n-p-n, apresentando um funcionamento biestável.

O tiristor de uso mais difundido é o SCR (Retificador Controlado de Silício), usualmente chamado simplesmente de tiristor. Outros componentes, no entanto, possuem basicamente uma mesma estrutura: LASCR (SCR ativado por luz), também chamado de LTT (Light Triggered Thyristor), TRIAC (tiristor triodo bidirecional), DIAC (tiristor diodo bidirecional), GTO (tiristor comutável pela porta), MCT (Tiristor controlado por MOS).

Princípio de funcionamento

O tiristor é formado por quatro camadas semicondutoras, alternadamente p-n-p-n, possuindo 3 terminais: anodo e catodo, pelos quais flui a corrente, e a porta (ou gate) que, a uma injeção de corrente, faz com que se estabeleça a corrente anódica. A figura 3.3 ilustra uma estrutura simplificada do dispositivo.

Se entre anodo e catodo tivermos uma tensão positiva, as junções J1 e J3 estarão diretamente polarizadas, enquanto a junção J2 estará reversamente polarizada. Não haverá condução de corrente até que a tensão Vak se eleve a um valor que provoque a ruptura da barreira de potencial em J2 [3.1].

Se houver uma tensão Vgk positiva, circulará uma corrente através de J3, com portadores negativos indo do catodo para a porta. Por construção, a camada P ligada à porta é suficientemente estreita para que parte destes elétrons que cruzam J3 possuam energia cinética suficiente para vencer a barreira de potencial existente em J2, sendo então atraídos pelo anodo.

Figura 3.3 Funcionamento básico do tiristor e seu símbolo.

Desta forma, a junção reversamente polarizada tem sua diferença de potencial diminuída e estabelece-se uma corrente entre anodo e catodo, que poderá persistir mesmo na ausência da corrente de porta.

Quando a tensão Vak for negativa, J1 e J3 estarão reversamente polarizadas, enquanto J2 estará diretamente polarizada. Uma vez que a junção J3 intermedia regiões de alta dopagem, ela não é capaz de bloquear tensões elevadas, de modo que cabe à junção J1 manter o estado de bloqueio do componente.

É comum fazer-se uma analogia entre o funcionamento do tiristor e o de uma associação de dois transistores, conforme mostrado na figura 3.4.

Figura 3.4 Analogia entre tiristor e transistores

Quando uma corrente Ig positiva é aplicada, Ic2 e Ik crescerão. Como Ic2 = Ib1, T1 conduzirá e teremos Ib2=Ic1 + Ig, que aumentará Ic2 e assim o dispositivo evoluirá até a saturação, mesmo que Ig seja retirada. Tal efeito cumulativo ocorre se os ganhos dos transistores forem maior que 1. O componente se manterá em condução desde que, após o processo dinâmico de entrada em condução, a corrente de anodo tenha atingido um valor superior ao limite IL, chamado de corrente de "latching".

Para que o tiristor deixe de conduzir é necessário que a corrente por ele caia abaixo do valor mínimo de manutenção (IH), permitindo que se restabeleça a barreira de potencial em J2. Para a comutação do dispositivo não basta, pois, a aplicação de uma tensão negativa entre anodo e catodo. Tal tensão reversa apressa o processo de desligamento por deslocar nos sentidos adequados os portadores na estrutura cristalina, mas não garante, sozinha, o desligamento.

Devido a características construtivas do dispositivo, a aplicação de uma polarização reversa do terminal de gate não permite a comutação do SCR. Este será um comportamento dos GTOs, como se verá adiante.

Maneiras de disparar um tiristor

Podemos considerar cinco maneiras distintas de fazer com que um tiristor entre em conducão:

a) Tensão

Quando polarizado diretamente, no estado desligado, a tensão de polarização é aplicada sobre a junção J2. O aumento da tensão Vak leva a uma expansão da região de transição tanto para o interior da camada do gate quanto para a camada N adjacente. Mesmo na ausência de corrente de gate, por efeito térmico, sempre existirão cargas livre que penetram na região de transição (no caso, elétrons), as quais são aceleradas pelo campo elétrico presente em J2. Para valores elevados de tensão (e, consequentemente, de campo elétrico), é possível iniciar um processo de avalanche, no qual as cargas aceleradas, ao chocarem-se com átomos vizinhos, provoquem a expulsão de novos portadores, os quais reproduzem o processo. Tal fenômeno, do ponto de vista do comportamento do fluxo de cargas pela junção J2, tem efeito similar ao de uma injeção de corrente pelo gate, de modo que, se ao se iniciar a passagem de corrente for atingido o limiar de IL, o dispositivo se manterá em condução.

b) Ação da corrente positiva de porta

Sendo o disparo através da corrente de porta a maneira mais usual de ser ligado o tiristor, é importante o conhecimento dos limites máximos e mínimos para a tensão Vgk e a corrente Ig, como mostrados na figura 3.6.

O valor Vgm indica a mínima tensão de gate que garante a condução de todos os componentes de um dado tipo, na mínima temperatura especificada.

O valor Vgo é a máxima tensão de gate que garante que nenhum componente de um dado tipo entrará em condução, na máxima temperatura de operação.

A corrente Igm é a mínima corrente necessária para garantir a entrada em condução de qualquer dispositivo de um certo tipo, na mínima temperatura.

Para garantir a operação correta do componente, a reta de carga do circuito de acionamento deve garantir a passagem além dos limites Vgm e Igm, sem exceder os demais limites (tensão, corrente e potência máximas).

Figura 3.5 Característica estática do tiristor.

Figura 3.6 Condições para disparo de tiristor através de controle pela porta.

c) Taxa de crescimento da tensão direta

Quando reversamente polarizadas, a área de transição de uma junção comporta-se de maneira similar a um capacitor, devido ao campo criado pela carga espacial. Considerando que praticamente toda a tensão está aplicada sobre a junção J2 (quando o SCR estiver desligado e polarizado diretamente), a corrente que atravessa tal junção é dada por:

(3.1)

Onde Cj é a capacitância da junção.

Quando Vak cresce, a capacitância diminui, uma vez que a região de transição aumenta de largura. Entretanto, se a taxa de variação da tensão for suficientemente elevada, a corrente que atravessará a junção pode ser suficiente para levar o tiristor à condução.

Uma vez que a capacitância cresce com o aumento da área do semicondutor, os componentes para correntes mais elevadas tendem a ter um limite de dv/dt menor. Observe-se que a limitação diz respeito apenas ao crescimento da tensão direta (Vak > 0). A taxa de crescimento da tensão reversa não é importante, uma vez que as correntes que circulam pelas junções J1 e J3, em tal situação, não tem a capacidade de levar o tiristor a um estado de condução.

Como se verá adiante, utilizam-se circuitos RC em paralelo com os tiristores com o objetivo de limitar a velocidade de crescimento da tensão direta sobre eles.

d) Temperatura

A altas temperaturas, a corrente de fuga numa junção p-n reversamente polarizada dobra aproximadamente com o aumento de 8o C. Assim, a elevação da temperatura pode levar a uma corrente através de J2 suficiente para levar o tiristor à condução.

e) Energia radiante

Energia radiante dentro da banda espectral do silício, incidindo e penetrando no cristal, produz considerável quantidade de pares elétron-lacuna, aumentando a corrente de fuga reversa, possibilitando a condução do tiristor. Este tipo de acionamento é o utilizado nos LASCR, cuja aplicação principal é em sistemas que operam em elevado potencial, onde a isolação necessária só é obtida por meio de acoplamentos óticos.

Parâmetros básicos de tiristores

Apresentaremos a seguir alguns parâmetros típicos de tiristores e que caracterizam condições limites para sua operação [3.2]. Alguns já foram apresentados e comentados anteriormente e serão, pois, apenas citados aqui.

a) Tensão direta de ruptura (VBO)

b) Máxima tensão reversa (VBR)

c) Máxima corrente de anodo (Ia max): pode ser dada como valor RMS, médio, de pico e/ou instantâneo.

d) Máxima temperatura de operação (Tj max): temperatura acima da qual, devido a um possível processo de avalanche, pode haver destruição do cristal.

e) Resistência térmica (Rth): é a diferença de temperatura entre 2 pontos especificados ou regiões, dividido pela potência dissipada sob condições de equilíbrio térmico. É uma medida das condições de fluxo de calor do cristal para o meio externo.

f) Característica I2t: é o resultado da integral do quadrado da corrente de anodo num determinado intervalo de tempo, sendo uma medida da máxima potência dissipável pelo dispositivo. É dado básico para o projeto dos circuitos de proteção.

g) Máxima taxa de crescimento da tensão direta Vak (dv/dt).

h) Máxima taxa de crescimento da corrente de anodo (di/dt): fisicamente, o início do processo de condução de corrente pelo tiristor ocorre no centro da pastilha de silício, ao redor da região onde foi construída a porta, espalhando-se radialmente até ocupar toda a superfície do catodo, à medida que cresce a corrente. Mas se a corrente crescer muito rapidamente, antes que haja a expansão necessária na superfície condutora, haverá um excesso de dissipação de potência na área de condução, danificando a estrutura semicondutora. Este limite é ampliado para tiristores de tecnologia mais avançada fazendo-se a interface entre gate e catodo com uma maior área de contato, por exemplo, 'interdigitando" o gate. A figura 3.7 ilustra este fenômeno.

i) Corrente de manutenção de condução (IH): a mínima corrente de anodo necessária para manter o tiristor em condução.

j) Corrente de disparo (IL): mínima corrente de anodo requerida para manter o SCR ligado imediatamente após ocorrer a passagem do estado desligado para o ligado e ser removida a corrente de porta.

k) Tempo de disparo (ton): é o tempo necessário para o tiristor sair do estado desligado e atingir a plena condução.

l) Tempo de desligamento (toff): é o tempo necessário para a transição entre o estado de condução e o de bloqueio. É devido a fenômenos de recombinação de portadores no material semicondutor.

m) Corrente de recombinação reversa (Irqm): valor de pico da corrente reversa que ocorre durante o intervalo de recombinação dos portadores na junção.

A figura 3.8 ilustra algumas destas características.

Figura 3.7 Expansão da área de condução do tiristor a partir das vizinhanças da região de gate.

Figura 3.8: Características do tiristor

Circuitos de excitação do gate

a) Condução

Conforme foi visto, a entrada em condução de um tiristor é controlada pela injeção de uma corrente no terminal da porta, devendo este impulso estar dentro da área delimitada pela figura 3.6. Por exemplo, para um dispositivo que deve conduzir 100 A, um acionador que forneça uma tensão Vgk de 6V com impedância de saída 12 ohms é adequado. A duração do sinal de disparo deve ser tal que permita à corrente atingir IL quando, então, pode ser retirada.

Observamos ser bastante simples o circuito de disparo de um SCR e, dado o alto ganho do dispositivo, as exigências quando ao acionamento são mínimas.

b) Comutação

Se, por um lado, é fácil a entrada em condução de um tiristor, o mesmo não se pode dizer de sua comutação. Lembramos que a condição de desligamento é qua a corrente de anodo fique abaixo do valor IH. Se isto ocorrer, juntamente com a aplicação de uma tensão reversa, o bloqueio se dará mais rapidamente.

Não existe uma maneira de se desligar o tiristor através de seu terminal de controle, sendo necessário algum arranjo ao nível do circuito de anodo para reduzir a corrente principal.

b.1) Comutação Natural

É utilizada em sistemas de ca nos quais, em função do caráter ondulatório da tensão de entrada, em algum instante a corrente tenderá a se inverter e terá, assim, seu valor diminuído abaixo de IH, desligando o tiristor. Isto ocorrerá desde que, num intervalo inferior a toff, não cresça a tensão direta Vak, o que poderia levá-lo novamente à condução.

A figura 3.8.1 mostra um circuito de um controlador de tensão ca, alimentando uma carga RL, bem como as respectivas formas de onda. Observe que quando a corrente se anula a tensão sobre a carga se torna zero, indicando que nenhum dos SCRs está em condução.

Figura 3.8.1 Controlador de tensão ca com carga RL e formas de onda típicas.

b.2) Comutação por ressonância da carga

Em algumas aplicações específicas, é possível que a carga, pela sua dinâmica própria, faça com que a corrente tenda a se inverter, fazendo o tiristor desligar. Isto ocorre, por exemplo, quando existem capacitâncias na carga as quais, ressoando com as indutâncias do circuito produzem um aumento na tensão ao mesmo tempo em que reduzem a corrente. Caso a corrente se torne menor do que a corrente de manutenção e o tiristor permaneça reversamente polarizado pelo tempo suficiente, haverá o seu desligamento. A tensão de entrada pode ser tanto ca quanto cc. A figura 3.8.2 ilustra tal comportamento. Observe que enquanto o tiristor conduz a tensão de saída, vo(t) é igual à tensão de entrada. Quando a corrente se anula e S1 desliga, o que se observa é a tensão imposta pela carga ressonante.

Figura 3.8.2 Circuito e formas de onda de comutação por ressonância da carga.

b.3) Comutação forçada

É utilizada em circuitos com alimentação cc e nos quais não ocorre reversão no sentido da corrente de anodo.

A idéia básica deste tipo de comutação é oferecer à corrente de carga um caminho alternativo ao tiristor, enquanto se aplica uma tensão reversa sobre ele, desligando-o.

Antes do surgimento dos GTOs, este foi um assunto muito discutido, buscando-se topologias eficientes. Com o advento dos dispositivos com comutação pelo gate, os SCRs tiveram sua aplicação concentrada nas aplicações nas quais ocorrem comutação natural ou pela carga.

A figura 3.8.3 mostra um circuito para comutação forçada de SCR e as formas de onda típicas. A figura 3.8.4 mostra detalhes de operação do circuito auxiliar de comutação.

Em um tempo anterior a to, a corrente da carga (suposta quase constante, devido à elevada constante de tempo do circuito RL) passa pelo diodo de circulação. A tensão sobre o capacitor é negativa, com valor igual ao da tensão de entrada.

Em t1 o tiristor principal, Sp, é disparado, conectando a fonte à carga, levando o diodo Df ao desligamento. Ao mesmo tempo surge uma malha formada por Sp, Cr, D2 e Lr, a qual permite a ocorrência de uma ressonância entre Cr e Lr, levando à inversão na polaridade da tensão do capacitor. Em t1 a tensão atinge seu máximo e o diodo D2 desliga (pois a corrente se anula). O capacitor está preparado para realizar a comutação de Sp.

Quanto o tiristor auxiliar, Sa, é disparado, em t2, a corrente da carga passa a ser fornecida através do caminho formado por Lr, Sa e Cr, levando a corrente por Sp a zero, ao mesmo tempo em que se aplica uma tensão reversa sobre ele, de modo a desligá-lo.

Continua a haver corrente por Cr, a qual, em t3, se torna igula à corrente da carga, fazendo com que a variação de sua tensão assuma uma forma linear. Esta tensão cresce (no sentido negativo) até levar o diodo de circulação à condução, em t4. Como ainda existe corrente pelo indutor Lr, ocorre uma pequena oscilação na malha Lr, Sa, Cr e D2 e, quando a corrente por Sa se anula, o capacitor se descarrega até a tensão Vcc na malha formada por Cr, D1, Lr, fonte e Df.

Figura 3.8.3 Topologia com comutação forçada de SCR e formas de onda típicas.

Figura 3.8.4 Detalhes das formas de onda durante comutação.

Redes Amaciadoras

O objetivo destas redes é evitar problemas advindos de excessivos valores para dv/dt e di/dt, conforme descrito anteriormente.

a) O problema di/dt

Uma primeira medida capaz de limitar possíveis danos causados pelo crescimento excessivamente rápido da corrente de anodo é construir um circuito acionador de gate adequado, que tenha alta derivada de corrente de disparo para que seja também rápida a expansão da área condutora.

Um reator saturável em série com o tiristor também limitará o crescimento da corrente de anodo durante a entrada em condução do dispositivo.

Além deste fato tem-se outra vantagem adicional que é a redução da potência dissipada no chaveamento pois, quando a corrente de anodo crescer, a tensão Vak será reduzida pela queda sobre a indutância.

O atraso no crescimento da corrente de anodo pode levar à necessidade de um pulso mais longo de disparo, ou ainda a uma sequência de pulsos, para que seja assegurada a condução do tiristor.

b) O problema do dv/dt

A limitação do crescimento da tensão direta Vak, usualmente é feita pelo uso de circuitos RC, RCD, RLCD em paralelo com o dispositivo, como mostrado na figura 3.9.

(a) (b) (c)

Figura 3.9: Circuitos amaciadores para dv/dt

No caso mais simples (a), quando o tiristor é comutado, a tensão Vak segue a dinâmica dada por RC que, além disso desvia a corrente de anodo facilitando a comutação. Quando o SCR é ligado o capacitor descarrega-se, ocasionando um pico de corrente no tiristor, limitado pelo valor de R.

No caso (b) este pico pode ser reduzido pelo uso de diferentes resistores para os processos de carga e descarga de C. No 3o caso, o pico é limitado por L, o que não traz eventuais problemas de alto di/dt. A corrente de descarga de C auxilia a entrada em condução do tiristor, uma vez que se soma à corrente de anodo proveniente da carga.

A energia acumulada no capacitor é praticamente toda dissipada sobre o resistor de descarga.

Associação em Paralelo de Tiristores

Desde o início da utilização do tiristor, em 1958, têm crescido constantemente os limites de tensão e corrente suportáveis, atingindo hoje faixas de 5000 V e 4000 A. Há, no entanto, diversas aplicações nas quais é necessária a associação de mais de um destes componentes, seja pela elevada tensão de trabalho, seja pela corrente exigida pela carga.

Quando a corrente de carga, ou a margem de sobre-corrente necessária, não pode ser suportada por um único tiristor, é essencial a ligação em paralelo. A principal preocupação neste caso é a equalização da corrente entre os dispositivos, tanto em regime, como durante o chaveamento. Diversos fatores influem na distribuição homogênea da corrente, desde aspectos relacionados à tecnologia construtiva do dispositivo, até o arranjo mecânico da montagem final.

Existem duas tecnologias básicas de construção de tiristores, diferindo basicamente no que se refere à região do catodo e sua junção com a região da porta. A tecnologia de difusão cria uma região de fronteira entre catodo e gate pouco definida, formando uma junção não-uniforme, que leva a uma característica de disparo (especialmente quanto ao tempo de atraso e à sensibilidade ao disparo) não homogênea. A tecnologia epitaxial permite fronteiras bastante definidas, implicando numa maior uniformidade nas características do tiristor. Conclui-se assim que, quando se faz uma associação (série ou paralela) destes dispositivos, é preferível empregar componentes de construção epitaxial [3.3].

Em ligações paralelas de elementos de baixa resistência, um fator crítico para a distribuição de corrente são variações no fluxo concatenado pelas malhas do circuito, dependendo, pois, das indutâncias das ligações. Outro fator importante relaciona-se com a característica do coeficiente negativo de temperatura do dispositivo, ou seja, um eventual desequilíbrio de corrente provoca uma elevação de temperatura no SCR que, por sua vez, melhora as condições de condutividade do componente, aumentando ainda mais o desequilíbrio, podendo levá-lo à destruição [3.4].

Uma primeira precaução para reduzir estes desbalanceamentos é realizar uma montagem de tal maneira que todos os tiristores estejam a uma mesma temperatura, o que pode ser feito, por exemplo, pela montagem em um único dissipador.

No que se refere à indutância das ligações, a própria disposição dos componentes em relação ao barramento afeta significativamente esta distribuição de corrente. Arranjos cilíndricos tendem a apresentar um menor desequilíbrio.

Estado estacionário

Além das considerações já feitas quanto à montagem mecânica, algumas outras providências podem ser tomadas para melhorar o equilíbrio de corrente nos tiristores:

a) Impedância série

A idéia é adicionar impedâncias em série com cada componente a fim de limitar o eventual desequilíbrio. Se a corrente crescer num ramo, haverá aumento da tensão, o que fará com que a corrente se distribua entre os demais ramos. O uso de resistores implica no aumento das perdas, uma vez que dado o nível elevado da corrente, a dissipação pode atingir centenas de watts, criando problemas de dissipação e eficiência. Outra alternativa é o uso de indutores lineares.

b) Reatores acoplados

Conforme ilustrado na figura 3.10, se a corrente por SCR1 tende a se tornar maior que por SCR2, uma força contra-eletro-motriz aparecerá sobre a indutância, proporcionalmente ao desbalanceamento, tendendo a reduzir a corrente por SCR3. Ao mesmo tempo uma tensão é induzida do outro lado do enrolamento, aumentando a corrente por SCR2. As mais importantes características do reator são alto valor da saturação e baixo fluxo residual, para permitir uma grande excursão do fluxo a cada ciclo.

Figura 3.10: Equalização de corrente com reatores acoplados

Disparo

Há duas características do tiristor bastante importantes para boa divisão de corrente entre os componentes no momento em que se deve dar o início da condução: o tempo de atraso (td) e a mínima tensão de disparo (Vonmin).

O tempo de atraso pode ser interpretado como o intervalo entre a aplicação do sinal de porta e a real condução do tiristor.

A mínima tensão de disparo é o valor mínimo da tensão direta entre anodo e catodo com a qual o tiristor pode ser ligado por um sinal adequado de porta. Recorde-se, da característica estática do tiristor, que quanto menor a tensão Vak, maior deve ser a corrente de gate para levar o dispositivo à condução.

Diferenças em td podem fazer com que um componente entre em condução antes do outro. Com carga indutiva este fato não é tão crítico pela inerente limitação de di/dt da carga, o que não ocorre com cargas capacitivas e resistivas. Além disso, como Vonmin é maior que a queda de tensão direta sobre o tiristor em condução, é possível que nem seja factível ao outro dispositivo entrar em condução.

Esta situação é crítica quando se acoplam diretamente os tiristores, sendo minimizada através dos dispositivos de equalização já descritos e ainda por sinais de porta de duração maior que o tempo de atraso.

Desligamento

Especialmente com carga indutiva, deve-se prever algum tipo de arranjo que consiga manter o equilíbrio de corrente mesmo que haja diferentes características entre os tiristores (especialmente relacionadas com os tempos de desligamento). A capacitância do circuito amaciador limita o desbalanceamento, uma vez que absorve a corrente do tiristor que começa a desligar.

Circuito de disparo

A corrente de porta deve ser alvo de atenções. O uso de um único circuito de comando para acionar todos os tiristores minimiza os problemas de tempos de atraso. Além disso, deve-se procurar usar níveis iguais de corrente e tensão de porta, uma vez que influem significativamente no desempenho do disparo. Para minimizar os efeitos das diferenças nas junções porta-catodo de cada componente pode-se fazer uso de um resistor ou indutor em série com a porta, para procurar equalizar os sinais. É importante que se tenha atingido a corrente de disparo (IL) antes da retirada do pulso de porta, o que pode levar à necessidade de circuitos mais elaborados para fornecer a energia necessária. Uma seqüência de pulsos também pode ser empregada.

Associação em série de tiristores

Quando o circuito opera com tensão superior àquela suportável por um único tiristor, é preciso associar estes componentes em série, com precauções para garantir a distribuição equilibrada de tensão entre eles. Devido a diferenças nas correntes de bloqueio, capacitâncias de junção, tempos de atraso, quedas de tensão direta e recombinação reversa, redes de equalização externa são necessárias, bem como cuidados quanto ao circuito de disparo.

A figura 3.11 indica uma possível distribuição de tensão numa associação de 3 tiristores, nas várias situações de operação.

Durante os estados de bloqueio direto e reverso (I e VI), diferenças nas características de bloqueio resultam em desigual distribuição de tensão em regime. Ou seja, o tiristor com menor condutância quando bloqueado terá de suportar a maior tensão. É interessante, então, usar dispositivos com características o mais próximas possível.

Os estados de condução (III e IV) não apresentam problema de distribuição de tensão. Estados II e V representam um desbalanceamento indesejado durante os transientes de disparo e comutação. No estado II o tempo de atraso do SCR1 é consideravelmente mais longo que o dos outros e, assim, terá que, momentaneamente, suportar toda a tensão. O estado V resulta dos diferentes tempos de recombinação dos componentes. O primeiro a se recombinar suportará toda a tensão.

Figura 3.11: Tensões em associação de tiristores sem rede de equalização.

Estado estacionário

O método usual de equalizar tensões nas situações I e VI é colocar uma rede resistiva com cada resistor conectado entre anodo e catodo de cada tiristor. Estes resistores representam consumo de potência, sendo desejável usar os de maior valor possível. O projeto do valor da resistência deve considerar a diferença nos valores das correntes de bloqueio direta e reversa.

Disparo

Um método que pode ser usado para minimizar o desequilíbrio do estado II é fornecer uma corrente de porta com potência suficiente e de rápido crescimento, para minimizar as diferenças relativas ao tempo de atraso. A largura do pulso deve ser tal que garanta a continuidade da condução de todos os tiristores.

Desligamento

Para equalizar a tensão no estado V um capacitor é ligado entre anodo e catodo de cada tiristor. Se a impedância do capacitor é suficientemente baixa e/ou se utiliza a constante de tempo necessária, o crescimento da tensão no dispositivo mais rápido será limitado até que todos se recombinem. Esta implementação também alivia a situação no disparo, uma vez que realiza uma injeção de corrente no tiristor, facilitando a entrada em condução de todos os dispositivos.

Mas se o capacitor providencia excelente equalização de tensão, o pico de corrente injetado no componente no disparo pode ser excessivo, devendo ser limitado por meio de um resistor em série com o capacitor. É interessante um alto valor de R e baixo valor de C para, com o mesmo RC, obter pouca dissipação de energia. Mas se o resistor for de valor muito elevado será imposta uma tensão de rápido crescimento sobre o tiristor, podendo ocasionar disparo por dv/dt. Usa-se então um diodo em paralelo com o resistor, garantindo um caminho de carga pra o capacitor, enquanto a descarga se faz por R. O diodo deve ter uma característica suave de recombinação para evitar efeitos indesejáveis associados às indutâncias parasitas das ligações. Recomenda-se o uso de capacitores de baixa indutância parasita. A figura 3.12 ilustra tais circuitos de equalização.

Figura 3.12. Circuito de equalização de tensão em associação série de tiristores.

Circuito de disparo

Em muitas aplicações, devido à necessidade de isolamento elétrico entre o circuito de comando e o de potência, o sinal de disparo deve ser isolado por meio de algum dispositivo como, por exemplo, transformadores de pulso ou acopladores óticos.

a) Transformador de pulso

Neste caso, tem-se transformadores capazes de responder apenas em alta frequência, mas que possibilitam a transferência de pulsos de curta duração (até centenas de microsegundos), após o que o transformador satura. Caso seja necessário um pulso mais largo, ele poderá ser obtido por meio de um trem de pulsos, colocando-se um filtro passa-baixas no lado de saída. Com tais dispositivos deve-se prever algum tipo de limitação de tensão no secundário (onde está conectado o gate), a fim de evitar sobretensões.

Quando se usar transformador de pulso é preciso garantir que ele suporte pelo menos a tensão de pico da alimentação. Como as condições de disparo podem diferir cosideravelmente entre os tiristores, é comum inserir uma impedância em série com a porta para evitar que um tiristor com menor impedância de porta drene o sinal de disparo, impedindo que os demais dispositivos entrem em condução. Esta impedância em série pode ser um resistor ou um capacitor, que tornaria mais rápido o crescimento do pulso de corrente.

b) Acoplamento luminoso

O acoplamento ótico apresenta como principal vantagem a imunidade a interferências eletromagnéticas, além da alta isolação de potencial. Dois tipos básicos de acopladores são usados: os opto-acopladores e as fibras óticas. No primeiro caso tem-se um dispositivo onde o emissor e o receptor estão integrados, apresentando uma isolação típica de 2500V. Já para as fibras óticas, o isolamento pode ser de centenas de kV.

A potência necessária para o disparo é provida por duas fontes: uma para alimentar o emissor (em geral a própria fonte do circuito de controle) e outra para o lado do receptor. Eventualmente, a própria carga armazenada no capacitor do circuito amaciador (ou rede de equalização), através de um transformador de corrente, pode fornecer a energia para o lado do receptor, a partir da corrente que circula pelo tiristor, assegurando potência durante todo o período de condução [3.5].

Figura 3.13: Circuitos de acionamento de pulso.

Sobre-tensão

As funções gerais da proteção contra sobre-tensão são: assegurar, tão rápido quanto possível, que qualquer falha em algum componente afete apenas aquele tiristor diretamente associado ao componente; aumentar a confiabilidade do sistema; evitar reações na rede (como excitação de ressonâncias). Estas sobre-tensões podem ser causadas tanto por ações externas como por distribuição não homogênea das tensões entre os dispositivos.

Em aplicações onde as perdas provocadas pelos resistores de equalização devem ser evitadas, a distribuição de tensão pode ser realizada pelo uso de retificadores de avalanche controlada, que também atuam no caso de sobre-tensões. Uma possível restrição ao uso de supressores de sobre-tensão (geralmente de óxido metálico, os varistores), é que a falha em um certo componente (um curto em um tiristor) pode levar a uma sobrecarga nos demais supressores, provocando uma destruição em cascata de todos.

A fim de evitar disparos indesejados dos tiristores em virtude do aumento repentino da tensão, superando o limite de dv/dt ou o valor da máxima tensão direta de bloqueio, deve-se manter uma polarização negativa no terminal da porta, aumentado o nível de tensão suportável.

Resfriamento

As características do tiristor são fornecidas a uma certa temperatura da junção. O calor produzido na pastilha deve ser dissipado, devendo transferir-se da pastilha para o encapsulamento, deste para o dissipador e daí para o meio de refrigeração (ar ou líquido) [3.6].

Este conjunto possui uma capacidade de armazenamento de calor, ou seja, uma constante de tempo térmica, que permite sobrecargas de corrente por períodos curtos. Tipicamente esta constante é da ordem de 3 minutos para refrigeração a ar.

A temperatura de operação da junção deve ser muito menor que o máximo especificado. Ao aumento da temperatura corresponde uma diminuição na capacidade de suportar tensões no estado de bloqueio. Tipicamente esta temperatura não deve exceder 120oC.

O sistema de refrigeração deve possuir redundância, ou seja, uma falha no sistema deve pôr em operação um outro, garantindo a troca de calor necessária. Existem várias maneiras de implementar as trocas: circulação externa de ar filtrado, circulação interna de ar (com trocador de calor), refrigeração com líquido, etc. A escolha do tipo de resfriamento é influenciada pelas condições ambientais e preferências do usuário.

GTO - Gate Turn-Off Thyristor

O GTO, embora tenha sido criado no início da década de 60 [3.7], por problemas de fraco desempenho foi pouco utilizado. Com o avanço da tecnologia de construção de dispositivos semicondutores, novas soluções foram encontradas para aprimorar tais componentes, que hoje ocupam significativa faixa de aplicação, especialmente naquelas de elevada potência, uma vez que estão disponíveis dispositivos para 5000V, 4000A.

Princípio de funcionamento

O GTO possui uma estrutura de 4 camadas, típica dos componentes da família dos tiristores. Sua característica principal é sua capacidade de entrar em condução e bloquear através de comandos adequados no terminal de gate.

O mecanismo de disparo é semelhante ao do SCR: supondo-o diretamente polarizado, quando a corrente de gate é injetada, circula corrente entre gate e catodo. Grande parte de tais portadores, como a camada de gate é suficientemente fina, desloca-se até a camada N adjacente, atravessando a barreira de potencial e sendo atraídos pelo potencial do anodo, dando início à corrente anódica. Se esta corrente se mantiver acima da corrente de manutenção, o dispositivo não necessita do sinal de gate para manter-se conduzindo.

A figura 3.14 mostra o símbolo do GTO e uma representação simplificada dos processos de entrada e saída de condução do componente.

A aplicação de uma polarização reversa na junção gate-catodo pode levar ao desligamento do GTO. Portadores livres (lacunas) presentes nas camadas centrais do dispositivo são atraídos pelo gate, fazendo com que seja possível o reestabelecimento da barreira de potencial na junção J2.

Figura 3.14. Símbolo, processos de chaveamento e estrutura interna de GTO.

Aparentemente seria possível tal comportamento também no SCR. As diferenças, no entanto, estão no nível da construção do componente. O funcionamento como GTO depende, por exemplo, de fatores como:

• facilidade de extração de portadores pelo terminal de gate - isto é possibilitado pelo uso de dopantes com alta mobilidade
• desaparecimento rápido de portadores nas camadas centrais - uso de dopante com baixo tempo de recombinação. Isto implica que um GTO tem uma maior queda de tensão quando em condução, comparado a um SCR de mesmas dimensões.
• suportar tensão reversa na junção porta-catodo, sem entrar em avalanche - menor dopagem na camada de catodo
• absorção de portadores de toda superfície condutora - região de gate e catodo muito interdigitada, com grande área de contato.

Diferentemente do SCR, um GTO pode não ter capacidade de bloquear tensões reversas.

Existem 2 possibilidades de construir a região de anodo: uma delas é utilizando apenas uma camada p+, como nos SCR. Neste caso o GTO apresentará uma característica lenta de comutação, devido à maior dificuldade de extração dos portadores, mas suportará tensões reversas na junção J3.

A outra alternativa, mostrada na figura 3.15, é introduzir regiões n+ que penetrem na região p+ do anodo, fazendo contato entre a região intermediária n- e o terminal de anodo. Isto, virtualmente, curto-circuita a junção J1 quando o GTO é polarizado reversamente. No entanto, torna-o muito mais rápido no desligamento (com polarização direta). Como a junção J3 é formada por regiões muito dopadas, ela não consegue suportar tensões reversas elevadas. Caso um GTO deste tipo deva ser utilizado em circuitos nos quais fique sujeito a tensão reversa, ele deve ser associado em série com um diodo, o qual bloqueará a tensão.

Parâmetros básicos do GTO

Os símbolos utilizados pelos diversos fabricantes diferem [3.8], embora as grandezas representadas sejam, quase sempre, as mesmas.

• Vdrxm - Tensão de pico, repetitiva, de estado desligado: sob condições dadas, é a máxima tensão instantânea permissível, em estado desligado, que não ultrapasse o dv/dt máximo, aplicável repetidamente ao GTO.
• It - Corrente (RMS) de condução: máxima corrente (valor RMS) que pode circular continuamente pelo GTO.
• Itcm - Corrente de condução repetitiva controlável: máxima corrente repetitiva, cujo valor instantâneo ainda permite o desligamento do GTO, sob determinadas condições.
• I2t: escala para expressar a capacidade de sobrecorrente não-repetitiva, com respeito a um pulso de curta duração. É utilizado no dimensionamento dos fusíveis de proteção.
• di/dt: taxa de crescimento máxima da corrente de anodo.
• Vgrm - Tensão reversa de pico de gate repetitiva: máxima tensão instantânea permissível aplicável à junção gate-catodo.
• dv/dt: máxima taxa de crescimento da tensão direta de anodo para catodo.
• IH - corrente de manutenção: Corrente de anodo que mantém o GTO em condução mesmo na ausência de corrente de porta.
• IL - corrente de disparo: corrente de anodo necessária para que o GTO entre em condução com o desligamento da corrente de gate.
• tgt - tempo de disparo: tempo entre a aplicação da corrente de gate e a queda da tensão Vak.
• tgq - tempo de desligamento: tempo entre a aplicação de uma corrente negativa de gate e a queda da corrente de anodo (tgq=ts+tf)
• ts - tempo de armazenamento

Condições do sinal de porta para chaveamento

Desde que, geralmente, o GTO está submetido a condições de alto di/dt, é necessário que o sinal de porta também tenha rápido crescimento, tendo um valor de pico relativamente elevado [3.9]. Deve ser mantido neste nível por um tempo suficiente (tw1) para que a tensão Vak caia a seu valor de condução direta. É conveniente que se mantenha a corrente de gate durante todo o período de condução, especialmente se a corrente de anodo for pequena, de modo a garantir o estado "ligado". A figura 3.16 ilustra as formas de corrente recomendadas para a entrada em condução e também para o desligamento.

Durante o intervalo "ligado" existe uma grande quantidade de portadores nas camadas centrais do semicondutor. A comutação do GTO ocorrerá pela retirada destes portadores e, ainda, pela impossibilidade da vinda de outros das camadas ligadas ao anodo e ao catodo, de modo que a barreira de potencial da junção J2 possa se reestabelecer.

O grande pico reverso de corrente apressa a retirada dos portadores. A taxa de crescimento desta corrente relaciona-se com o temo de armazenamento, ou seja, o tempo decorrido entre a aplicação do pulso negativo e o início da queda (90%) da corrente de anodo. Quanto maior for a derivada, menor o tempo.

Quando a corrente drenada começa a cair, a tensão reversa na junção gate-catodo cresce rapidamente, ocorrendo um processo de avalanche. A tensão negativa de gate deve ser mantida próxima ao valor da tensão de avalanche. A potência dissipada neste processo é controlada (pela própria construção do dispositivo). Nesta situação a tensão Vak cresce e o GTO desliga.

Para evitar o disparo do GTO por efeito dv/dt, uma tensão reversa de porta pode ser mantida durante o intervalo de bloqueio do dispositivo.

O ganho de corrente típico, no desligamento, é baixo (de 5 a 10), o que significa que, especialmente para os GTOs de alta corrente, o circuito de acionamento, por si só, envolve a manobra de elevadas correntes.

Figura 3.16. Formas de onda típicas do circuito de comando de porta de GTO.

Circuitos amaciadores (snubber)

Desligamento

Durante o desligamento, com o progressivo restabelecimento da barreira de potencial na junção reversamente polarizada, a corrente de anodo vai se concentrando em áreas cada vez menores, concentrando também os pontos de dissipação de potência. Uma limitação da taxa de crescimento da tensão, além de impedir o gatilhamento por efeito dv/dt, implicará numa redução da potência dissipada nesta transição.

O circuito mais simples utilizado para esta função é uma rede RCD, como mostrado na figura 3.17.

Supondo uma corrente de carga constante, ao ser desligado o GTO, o capacitor se carrega com a passagem da corrente da carga, com sua tensão vaiando de forma praticamente linear. Assim, o dv/dt é determinado pela capacitância. Quando o GTO entrar em condução, este capacitor se descarrega através do resistor. A descarga deve ocorrer dentro do mínimo tempo em condução previsto para o GTO, a fim de assegurar tensão nula inicial no próximo desligamento. A resistência não pode ser muito baixa, a fim de limitar a impulso de corrente injetado no GTO.

Figura 3.17 Circuito amaciador de desligamento tipo RCD.

A energia armazenada no capacitor será praticamente toda dissipada em R. Especialmente em aplicações de alta tensão e alta freqüência, esta potência pode assumir valores excessivos. Em tais casos deve-se buscar soluções ativas, nas quais a energia acumulada no capacitor seja devolvida à fonte ou à carga [3.10].

A potência a ser retirada do capacitor é dada por:

(3.2)

onde V é a tensão de alimentação e fs é a freqüência de chaveamento.

Como exemplo, suponhamos um circuito alimentado em 1000V, operando a 1kHz com um capacitor de 1mF. Isto significa uma potência de 500W!

Entrada em condução

A limitação de di/dt nos GTOs é muito menos crítica do que para os SCR. Isto se deve à interdigitação entre gate e catodo, o que leva a uma expansão muito mais rápida da superfície em condução, não havendo significativa concentração de corrente em áreas restritas.

O problema relacionado ao crescimento da corrente refere-se, para um GTO, principalmente, à potência dissipada na entrada em condução do dispositivo. Com carga indutiva, dada a necessária existência de um diodo de livre-circulação (e o seu inevitável tempo de desligamento), durante alguns instantes em que o GTO já se encontra conduzindo, sobre ele também existe uma tensão elevada, produzindo um pico de potência sobre o componente. Este fato é agravado pela corrente reversa do diodo e ainda pela descarga do capacitor do snubber de desligamento (caso exista). A figura 3.18 ilustra este comportamento.

Para reduzir este efeito, um circuito snubber para o disparo pode ser necessário, com o objetivo de reduzir a tensão sobre o GTO em sua entrada em condução, pode-se utilizar um circuito amaciador formado, basicamente, por um indutor com núcleo saturável, que atue de maneira significativa apenas durante o início do crescimento da corrente, mas sem armazenar uma quantidade significativa de energia.

Associações em série e em paralelo

Nas situações em que um componente único não suporte a tensão ou a corrente de uma dada aplicação, faz-se necessário associar componentes em série ou em paralelo. Nestes casos os procedimentos são similares àqueles empregados, descritos anteriormente, para os SCRs.

Figura 3.18 GTO acionando carga indutiva e amaciador para desligamento.

Transistor Bipolar de Potência (TBP)

Embora seja um dispositivo tecnologicamente ultrapassado, os TBP representaram um importante passo no desenvolvimento de componentes de média potência, atingindo tensões de bloqueio da ordem de 1000V, conduzindo correntes de 500A. Embora estes valores não permitam sua aplicação direta (mesmo quando associados) em dispositivos FACTS, são suficientes para uma série de outros conversores para condicionamento de energia elétrica. O desenvolvimento posterior dos MOSFET e dos IGBT ocupou o espaço de aplicação dos TBP.

A velocidade de chaveamento dos dispositivos de maior potência era relativamente baixa, limitando a frequência de chaveamento a poucos kHz.

Princípio de funcionamento

A figura 3.19 mostra a estrutura básica de um transistor bipolar.

Figura 3.19. Estrutura básica de transistor bipolar

A operação normal de um transistor é feita com a junção J1 (B-E) diretamente polarizada, e com J2 (B-C) reversamente polarizada [3.11].

No caso NPN, os elétrons são atraídos do emissor pelo potencial positivo da base. Esta camada central é suficientemente fina para que a maior parte dos portadores tenha energia cinética suficiente para atravessá-la, chegando à região de transição de J2, sendo, então, atraídos pelo potencial positivo do coletor.

O controle de Vbe determina a corrente de base, Ib, que, por sua vez, se relaciona com Ic pelo ganho de corrente do dispositivo.

Na realidade, a estrutura interna dos TBPs é diferente. Para suportar tensões elevadas, existe uma camada intermediária do coletor, com baixa dopagem, a qual define a tensão de bloqueio do componente.

A figura 3.20. mostra uma estrutura típica de um transistor bipolar de potência. As bordas arredondadas da região de emissor permitem uma homogenização do campo elétrico, necessária à manutenção de ligeiras polarizações reversas entre base e emissor. O TBP não sustenta tensão no sentido oposto porque a alta dopagem do emissor provoca a ruptura de J1 em baixas tensões (5 a 20V).

Figura 3.20. Estrutura interna de TPB e seu símbolo

O uso preferencial de TBP tipo NPN se deve às menores perdas em relação aos PNP, o que ocorre por causa da maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas, reduzindo, principalmente, os tempos de comutação do componente.

Área de Operação Segura (AOS)

A AOS representa a região do plano Vce x Ic dentro da qual o TBP pode operar sem se danificar. A figura 3.21 mostra uma forma típica de AOS.

À medida que a corrente se apresenta em pulsos (não-repetitivos) a área se expande.

Para pulsos repetitivos deve-se analisar o comportamento térmico do componente para se saber se é possível utilizá-lo numa dada aplicação, uma vez que a AOS, por ser definida para um único pulso, é uma restrição mais branda. Esta análise térmica é feita com base no ciclo de trabalho a que o dispositivo está sujeito, aos valores de tensão e corrente e à impedância térmica do transistor, a qual é fornecida pelo fabricante.

Figura 3.23. Aspecto típico de AOS de TBP

A: Máxima corrente contínua de coletor

B: Máxima potência dissipável (relacionada à temperatura na junção)

C: Limite de segunda ruptura

D: Máxima tensão Vce

Conexão Darlington

Como o ganho dos TBP é relativamente baixo, usualmente são utilizadas conexões Darlington (figura 3.22), que apresentam como principais características:

- ganho de corrente b= b1(b2+1)+b2

- T2 não satura, pois sua junção B-C está sempre reversamente polarizada

- tanto o disparo quanto o desligamento são seqüenciais. No disparo, T1 liga primeiro, fornecendo corrente de base para T2. No desligamento, T1 deve comutar antes, interrompendo a corrente de base de T2.

Os tempos totais dependem, assim, de ambos transistores, elevando, em princípio, as perdas de chaveamento.

Figura 3.22. Conexão Darlington.

Métodos de redução dos tempos de chaveamento

Um ponto básico é utilizar uma corrente de base adequada. As transições devem ser rápidas, para reduzir os tempo de atraso. Um valor elevado Ib1 permite uma redução de tri. Quando em condução, Ib2 deve ter tal valor que faça o TBP operar na região de quase-saturação. No desligamento, deve-se prover uma corrente negativa, acelerando assim a retirada dos portadores armazenados.

Para o acionamento de um transistor único, pode-se utilizar um arranjo de diodos para evitar a saturação, como mostrado na figura 3.24. Comutações de transistores bipolares quando operando na região de saturação se tornam muito mais lentas devido à maior quantidade de portadores a ser extraído pela base.

Figura 3.23 Forma de onda de corrente de base recomendada para acionamento de TBP.

Neste arranjo, a tensão mínima na junção B-C é zero. Excesso na corrente Ib é desviado por D3. D3 permite a circulação de corrente negativa na base.

Figura 3.24. Arranjo de diodos para evitar saturação.

MOSFET

Atualmente não existem transistores MOSFET para aplicações em potências mais elevadas. Os componentes disponíveis tem características típicas na faixa de: 1000V/20A ou 100V/200A. Sua principal vantagem é a facilidade de acionamento, feita em tensão, e a elevada velocidade de chaveamento, tornando-o indicado para as aplicações de freqüência elevada (centenas de kHz).

Princípio de funcionamento (canal N)

O terminal de gate é isolado do semicondutor por SiO2. A junção PN- define um diodo entre Source e Drain, o qual conduz quando Vds<0. A operação como transistor ocorre quando Vds>0. A figura 3.25 mostra a estrutura básica do transistor [3.12].

Quando uma tensão Vgs>0 é aplicada, o potencial positivo no gate repele as lacunas na região P, deixando uma carga negativa, mas sem portadores livres. Quando esta tensão atinge um certo limiar (Vth), elétrons livres (gerados principalmente por efeito térmico) presentes na região P são atraídos e formam um canal N dentro da região P, pelo qual torna-se possível a passagem de corrente entre D e S. Elevando Vgs, mais portadores são atraídos, ampliando o canal, reduzindo sua resistência (Rds), permitindo o aumento de Id. Este comportamento caracteriza a chamada "região resistiva".

A passagem de Id pelo canal produz uma queda de tensão que leva ao seu afunilamento, ou seja, o canal é mais largo na fronteira com a região N+ do que quando se liga à região N-. Um aumento de Id leva a uma maior queda de tensão no canal e a um maior afunilamento, o que conduziria ao seu colapso e à extinÁão da corrente! Obviamente o fenômeno tende a um ponto de equilíbrio, no qual a corrente Id se mantém constante para qualquer Vds, caracterizando a região ativa do MOSFET. A figura 3.26 mostra a característica estática do MOSFET,

Figura 3.25. Estrutura básica de transistor MOSFET.

Uma pequena corrente de gate é necessária apenas para carregar e descarregar as capacitâncias de entrada do transistor. A resistência de entrada é da ordem de 1012 ohms.

Estes transistores, em geral, são de canal N por apresentarem menores perdas e maior velocidade de comutação, devido à maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas.

A máxima tensão Vds é determinada pela ruptura do diodo reverso. Os MOSFETs não apresentam segunda ruptura uma vez que a resistência do canal aumenta com o crescimento de Id. Este fato facilita a associação em paralelo destes componentes.

A tensão Vgs é limitada a algumas dezenas de volts, por causa da capacidade de isolação da camada de SiO2.

Característica de chaveamento - carga indutiva

a) Entrada em condução (figura 3.27)

Ao ser aplicada a tensão de acionamento (Vgg), a capacitância de entrada começa a se carregar, com a corrente limitada por Rg. Quando se atinge a tensão limiar de condução (Vth), após td, começa a crescer a corrente de dreno. Enquanto Id<Io, Df se mantém em condução e Vds=Vdd. Quando Id=Io, Df desliga e Vds cai. Durante a redução de Vds ocorre um aparente aumento da capacitância de entrada (Ciss) do transistor (efeito Miller), fazendo com que a variação de Vgs se torne muito mais lenta (em virtude do "aumento" da capacitância). Isto se mantém até que Vds caia, quando, então, a tensão Vgs volta a aumentar, até atingir Vgg.

Figura 3.26. Característica estática do MOSFET.

O que ocorre é que, enquanto Vds se mantém elevado, a capacitância que drena corrente do circuito de acionamento é apenas Cgs. Quando Vds diminui, a capacitância dentre dreno e source se descarrega, o mesmo ocorrendo com a capacitância entre gate e dreno. A descarga desta última capacitância se dá desviando a corrente do circuito de acionamento, reduzindo a velocidade do processo de carga de Cgs, o que ocorre até que Cgd esteja descarregado.

b) Desligamento

O processo de desligamento é semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa. O uso de uma tensão Vgg negativa apressa o desligamento, pois acelera a descarga da capacitância de entrada.

Como os MOSFETs não apresentam cargas estocadas, não existe o tempo de armazenamento, por isso são muito mais rápidos que os TBP.

Figura 3.27 Formas de onda na entrada em condução de MOSFET com carga indutiva.

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

O IGBT alia a facilidade de acionamento dos MOSFET com as pequenas perdas em condução dos TBP. Sua velocidade de chaveamento é superior à dos transistores bipolares. Os limites atuais de tensão e corrente em dispositivos únicos estão em torno de 2kV e 1000A, o que indica que tal componente pode ser utilizado (quando associado em série ou em paralelo) em aplicações de média potência [3.13].

Princípio de funcionamento

A estrutura do IGBT é similar à do MOSFET, mas com a inclusão de uma camada P+ que forma o coletor do IGBT, como se vê na figura 3.28.

Em termos simplificados pode-se analisar o IGBT como um MOSFET no qual a região N- tem sua condutividade modulada pela injeção de portadores minoritários (lacunas), a partir da região P+, uma vez que J1 está diretamente polarizada. Esta maior condutividade produz uma menor queda de tensão em comparação a um MOSFET similar.

O controle de componente é análogo ao do MOSFET, ou seja, pela aplicação de uma polarização entre gate e emissor. Também para o IGBT o acionamento é feito por tensão.

A máxima tensão suportável é determinada pela junção J2 (polarização direta) e por J1 (polarização reversa). Como J1 divide 2 regiões muito dopadas, conclui-se que um IGBT não suporta tensões elevadas quando polarizado reversamente.

Os IGBTs apresentam um tiristor parasita. A construção do dispositivo deve ser tal que evite o acionamento deste tiristor, especialmente devido às capacitâncias associadas à região P, a qual relaciona-se à região do gate do tiristor parasita. Os modernos componentes não apresentam problemas relativos a este elemento indesejado.

Figura 3.28. Estrutura básica de IGBT.

A entrada em condução é similar ao MOSFET, sendo um pouco mais lenta a queda da tensão Vce, uma vez que isto depende da chegada dos portadores vindos da região P+.

Para o desligamento, no entanto, tais portadores devem ser retirados. Nos TBPs isto se dá pela drenagem dos portadores via base, o que não é possível nos IGBTs, devido ao acionamento isolado. A solução encontrada foi a inclusão de uma camada N+, na qual a taxa de recombinação é bastante mais elevada do que na região N-. Desta forma, as lacunas presentes em N+ recombinam-se com muita rapidez, fazendo com que, por difusão, as lacunas existentes na região N- refluam, apressando a extinção da carga acumulada na região N-, possibllitando o restabelecimento da barreira de potencial e o bloqueio do componente.

MCT - Mos-Controlled Thyristor

MCT (MOS-Controlled Thyristor) é um novo tipo de dispositivo semicondutor de potência que associa as capacidades de densidade de corrente e de bloqueio de tensão típicas dos tiristores, com um controle de entrada e de saída de condução baseado em dispositivos MOS. Isto é, enquanto um GTO tem o gate controlado em corrente, o MCT opera com comandos de tensão [3.14].

Os MCTs apresentam uma facilidade de comando muito superior aos GTOs. Relembre-se o baixo ganho de corrente que um GTO apresenta no desligamento, exigindo um circuito de comando relativamente complexo. No entanto, os MCTs ainda (1995) não atingiram níveis de tensão e de corrente comparáveis aos dos GTOs, estando limitados a valores da ordem de 2000V e 600A.

O fato do MCT ser construído por milhares de pequenas células, muito menores do que as células que formam os GTOs, faz com que, para uma mesma área semicondutora, a capacidade de corrente dos MCTs seja menor do que um GTO equivalente. Mas esta é uma limitação tecnológica atual, associada à capacidade de constuirem-se maiores quantidades de células com certeza de funcionamento correto.

Princípio de funcionamento

Considerando o modelo de 2 transistores para um tiristor, um MCT pode ser representado como mostrado na figura 3.29. Nesta figura também se mostra uma secção transversal de uma célula do dispositivo. Um componente é formado pela associação em paralelo de milhares de tais células construídas numa mesma pastilha [3.15].
Em um MCT de canal P (P-MCT) o MOSFET responsável pela entrada em condução do tiristor (on-FET) é também de canal P, sendo levado à condução pela aplicação de uma tensão negativa no terminal de gate. Estando o anodo positivo, a condução do on-FET realiza uma injeção de portadores na base do transistor NPN, levando o componente à condução. Uma vez que o componente é formado pela associação de dezenas de milhares de células, e como todas elas entram em condução simultaneamente, o MCT possui excelente capacidade de suportar elevado di/dt.
O MCT permanecerá em condução até que a corrente de anodo caia abaixo do valor da corrente de manutenção (como qualquer tiristor), ou então até que seja ativado o off-FET, o que se faz pela aplicação de uma tensão positiva no gate.
A condução do off-FET, ao curto-circuitar a junção base-emissor do transistor PNP (é possível também uma estrutura que curto-circuita as junções base-emissor de ambos os transistores), reduz o ganho de corrente para um valor menor do que 1, levando ao bloqueio do MCT. A queda de tensão deve ser menor que Vbe.
O MCT não apresenta o efeito Miller, de modo que não se observa o patamar de tensão sobre o gate, o qual pode ser modelado apenas como uma capacitância.
Esta capacidade de desligamento está associada a uma intensa interdigitação entre o off-FET e as junções, permitindo absorver portadores de toda superfície condutora do anodo (e do catodo).
Assim como um GTO assimétrico, o MCT não bloqueia tensão reversa acima de poucas dezenas de volts, uma vez que as camadas n+ ligadas ao anodo curto-circuitam a junção J1, e q junção J3, por estar associada a regiões de dopagem elevada, não tem capacidade de sustentar tensões mais altas. É possível, no entanto, fazê-los com bloqueio simétrico [3.16], também sacrificando a velocidade de chaveamento.
O sinal de gate deve ser mantido, tanto no estado ligado quanto no desligado, a fim de evitar comutações (por "latch-down" ou por dv/dt) indesejáveis.
Na figura 3.30 mostra-se uma comparação entre a queda de tensão entre os terminais principais, em função da densidade de corrente, para componentes (MCT, IGBT e MOSFET).
Nota-se que o MCT apresenta tensões muito menores do que os transistores, devido à sua característica de tiristor. Ou seja, as perdas em condução deste dispositivo são consideravelmente menores, representando uma de suas principais características no confronto com outros componentes.

Figura 3.29 Circuito equivalente de MCT canal P; corte transversal de uma célula 
e símbolo do componente.

        

Mantendo o off-FET operando durante o estado bloqueado, tem-se que a corrente de fuga circula por tal componente auxiliar, resultando numa melhoria na capacidade de bloqueio, mesmo em altas temperaturas. Devido a este desvio da corrente através do MOSFET, o limite de temperatura está associado ao encapsulamento, e não a fenômenos de perda da capacidade de bloqueio. Isto significa que é possível operá-los em temperaturas bem mais elevadas do que os outros componentes como, por exemplo, 250 oC.
Devido à elevada densidade de corrente, e conseqüente alto limite de di/dt, suportável pelo MCT, circuitos amaciadores devem ser considerado basicamente para o desligamento, podendo ser implementados apenas com um capacitor entre anodo e catodo, uma vez que sua descarga sobre o MCT no momento de entrada em condução deste, não é problemático.

Figura 3.30   Comparação entre componentes para 600V, com 1us de tempo de desligamento, desprezando a resistência do encapsulamento.

Comparação entre P-MCT e N-MCT

 Figura 3.31 Circuito equivalente de MCT canal N; corte transversal de uma célula 
e símbolo do componente.

        

Este componente entra em condução quando um potencial positivo é aplicado ao gate, desligando com uma tensão negativa. Como o anodo está em contato apenas com uma camada P, este dispositivo é capaz de sustentar tensões com polarização reversa.
Sabe-se que um MOSFET canal N é mais rápido e apresenta menor queda de tensão do que um MOSFET canal P.
Assim, um P-MCT, por ser desligado por um MOSFET canal N é capaz de comutar uma corrente de anodo 2 a 3 vezes maior do que a que se obtém em um N-MCT. Em contraposição, por ser ligado por um MOSFET canal P, a entrada em condução é mais lenta do que a que se tem em um N-MCT.

É possível construir MCTs que são ligados por um MOSFET de canal N, e desligado por um MOSFET de canal P, como mostrado na figura 3.33.

A queda no MOSFET deve ser menor que 0,7V, para garantir que o TBP não conduza. Esta queda de tensão se dá com a passagem da totalidade da corrente de anodo pelo MOSFET.

Referências Bibliográficas

[3.1] SCR Manual

Grafham, D.R. e Golden, F.b., editors

General Electric, 6o ed., 1979, USA.

[3.2] SCR Designers Handbook

Rice, L.R., editor

Westinghouse Electric Co., 1970, USA

[3.3] SCR Applications Handbook

Hoft, R.G., editor

International Rectifiers, 1977, USA

[3.4] Parallel and Serie Connection of GTOs in Traction Applications

Detemmerman, B.

I European Conference on Power Electronics and Applications, 1985.

[3.5] Firing System and Overvoltage Protection for Thyristor Valves in Static VAR

Compensators

Hausles, M. e outros

Brown Boveri Review, 4-1987, pp. 206-212

[3.6] Reactive Power Control in Electric Systems

Miller, T.J.E.

John Wiley & Sons, 1982, USA

[3.7] Gate Turn-off in p-n-p-n devices

E. Duane Wolley

IEEE Trans. On Electron Devices, vol. ED-13, no.7, pp. 590-597, July 1966

[3.8] Gate Turn-Off Thyristors

Yasuhiko Ikeda

Hitachi Review, vol 31, no. 4, pp 169-172, Agosto 1982

[3.9] Understanding GTO data as an aid to circuit design

A. Woodworth

Electronic Components and Applications, vol 3, no. 3, pp. 159166, Julho 1981

[3.10] Ultra Low-loss Non-linear Turn-off Snubbers for Power Electronics Switches

Steyn, C.G.; Van Wyk, J.D.

I European Conference on Power Electronics and Applications, 1985.

[3.11] Advancing Power Transistors and Their Applications to Electronic Power Converters

Tsuneto Sekiya, S. Furuhata, H. Shigekane, S. Kobayashi e S. Kobayashi

Fuji Electric Co., Ltd., 1981

[3.12] MOSPOWER Semiconductor

Edwin S. Oxner

Power Conversion International, Junho/Julho/Agosto/Setembro 1982

Artigo Técnico Siliconix TA82-2

[3.13] Evolution of MOS-Bipolar Power Semiconductos Technology

B. Jayant Baliga

Porceedings of the IEEE, vol 76, no. 4, Abril 1988, pp. 409-418

[3.14] Advances in MOS-Controlled Thyristor Technology

V. A. K. Temple

PCIM, Novembro 1989, pp. 12-15.

[3.15] Power Electronics - Converters, Applications and Design

N. Mohan, T. M. Undeland and W. P. Robbins

John Wiley & Sons, Inc., Second Ed., 1995

[3.16] MCT User's Guide

Harris Semiconductors

Quais as funções de um dispositivo de partida do motor?

É definido como a regularidade de carga a que o motor é submetido?

São funções da soft starter exceto em?